Qorvo首席系统工程师/高级管理培训师 Masashi Nogawa将通过《从射频信号完整性到电源完整性》这一系列文章，与您探讨射频（RF）电源的相关话题，以及电源轨可能对噪声敏感的RF和信号链应用构成的挑战。在之前的几篇文章中，我们通过运行几个模拟实验来探讨了PSRR的概念，在本文及后续博文中，我们将继续深入研究电压调节模块（VRM）的电源纹波抑制比（PSRR）性能，在实验室中对一个真实的VRM进行测试。

我们的被测设备（DUT）是Picotest公司的VRTS1.5“电压稳压器测试标准”（感谢Steve Sandler先生提供的测试板）。

  
通过使用Omicron Lab的Bode 100矢量网络分析仪（VNA），以及J2121A大功率线路注入器（尽管它不需要“大电流”——这是我实验室里现有可用的设备），我们获得了如下PSRR曲线（图1）。

图2显示了我在实验室中测试获得的曲线。在此实验设置中，一切都很简单明了，只有一点例外：我使用了四个串联的50Ω负载电阻，总阻值为200Ω，连接到Bode 100设备50Ω终端输入端口“端口1”，以形成x1/5的衰减；这样可以避免对VRTS1.5 DUT产生过大的电流负载。

一些快速观察结果：

得益于其电压跟随器/缓冲器结构，该被测单元在宽频带范围内保持了高PSRR。

  
换句话说，“N型”线性稳压器/LDO在PSRR方面通常优于“P型”。

  
在低频区域，即低于10Hz，这条下降曲线是由于我的测量设置人为造成的结果。我确认，在这个频率区域内，我的扰动信号并未完全传递到DUT，而我的Bode 100设备也很难从底噪中提取出有意义的信号。

  
这款VRTS1.5 DUT板的一个优势是，其电源输入端没有旁路电容。因此，我仅用了十到十五分钟就通过这个简单的设置得到了结果。

  
当然，任何开关电源（SMPS）的PSRR测量过程都不会如此简单，因为我们必须有一定最小量的输入旁路电容。

  
本系列“从RF信号完整性到电源完整性”的博客文章主要关注“完整性”研究；至于如何测量PSRR，我将留待下次进一步讨论。基于这次PSRR的结果，本篇文章想传达的第一个信息是：

  
作为电子工程师，我们在处理许多参数时均采用比率的形式，比如以dB表示的增益单位，或是以百分比表示的效率；这些参数通常都是“某种输入”与“某种输出”的比值。例如：

效率、功率或能量[%]

η=100 x (输出功率[W]或能量[J]) / (输入功率[W]或能量[J])

  
PSRR [dB]

20log（输入电压/输出电压）

（注：由于PSRR参数被定义为“抑制”，因此我们用“输入”除以“输出”）

  
（放大器）增益 [dB]

A=20log（输出信号电压/输入信号电压）

或

A=10log（输出功率/输入功率）

  
随着电子产品组件性能的不断提升，我们常常只顾追逐那些参数规格数字而忘记了“输入和输出”背后的基本原理；时不时回归基础是非常有用的。

  
现在，我在Excel程序中稍微调整了相同的VRTS1.5 PSRR曲线（图3）。它显示完全相同的数据，但采用了不同的数学表达方式来表示Y轴，即绝对值而非分贝（dB）值。

  
在这张图表中，我们可以看到，在特定频率（X轴）下，从100mV纹波幅度的输入电源产生的输出纹波电压（Y轴）有多大。正如您所见，它的形状与原始PSRR曲线相同，只是做了水平镜像翻转。 

我希望这种PSRR数据的展现方式，能更清晰地展示您的VRM在作为滤波器抑制纹波方面的效果。

  
在处理3.3V或5V电源轨的功率电子设计中，100mV纹波的电源会被认为是相当“不干净”的。例如，如果您的系统中有两条分别为3.0V和3.3V的电源轨，并且这两条轨上都有100mV的峰-峰值纹波，那么它们之间的裕量很小，削弱了两条电源轨的存在价值；而仅用一条3.15V的电源轨就已足够。

  
这张图表可能表明，这样一条“不干净”的电源轨将被清理到100μV至1mV以下的水平。从这一点来看，您可能会想：“没错，这就是我需要一个LDO来净化电源的原因。”

  
以下是本篇文章要传达的第二条信息：

  
在获取测量数据时，我们总是会用替代的方式/方法来反复、多次检查结果。例如，当我们获取时域数据时，可以通过频域数据进行验证，反之亦然。

  
因此，我将任意函数发生器（AFG）和示波器探头连接到了我之前用于VNA的位置。然后，我注入100mV的输入纹波，以查看是否能够得到与之前曲线相同的“纹波输入，纹波输出”结果。

如标题所示，在10Hz、100Hz、1kHz、10kHz、100kHz和1MHz频率下记录了以下六种波形（图4至图9）。

从这6个波形中，您可以清楚地看到我文中所传达的第二条信息，即关于PSRR“神话”的误解。在现实世界中，大多数VRM都会自行产生毫伏（millivolt）级的输出噪声带。只有当您进行非频域测量时，才能发现这一点。

  
在频域PSRR测量中，您的VNA准确地知道输入到DUT的纹波频率，并通过同步电路捕获输出纹波。这就是它能生成清晰、干净PSRR曲线的原因。

  
您可以想象，VNA是从噪声底限深处捕捉输出纹波信号。

  
我并不是完全否认VRM PSRR性能的价值。如果您知道具体需要关注的精确频率，那么在目标频率下具有高PSRR的VRM将表现良好。例如，在一个已知存在无法消除的噪声源（如大型电机旋转并在已知重复率下向电源线注入噪声尖峰）的系统中，电机噪声或许会在数据记录的结果中显现出来。

  
但如果仅仅关注一般性噪声，例如这篇文章中描述的情况，您可能需要寻找“低噪声”的VRM，而非“高PSRR”的VRM。根据我的经验，在许多情况下，工程师更需要“低噪声”的VRM，而不是“高PSRR”的VRM。

  
前面的六个波形作为极端情况的示例，显示了接近本底噪声的测量结果。我们还可以得出以下重要结论。

  
我的工作台设置中，有一个通过接地线耦合的350kHz噪声源，其可以在100kHz和1MHz的波形中找到。在100kHz时，100kHz主纹波输入和350kHz接地噪声之间产生了一个拍频。

RM自身产生的噪声在低频段很强。在100kHz至1MHz范围内，输出“噪声+纹波”的频谱可以显示出我们正在寻找的杂散信号。尽管如此，我们可以看到这个杂散信号并不是主导信号，并且在时域波形中看不到它。

我将AFG输出信号控制在100mV，而通过J2121A注入器到达DUT板的实际输入纹波略有减少。VNA比较了DUT板上的实际探测信号，对PSRR测量没有显著影响。

为通过比较时域和频域的结果来验证这一设置，我还有以下附加波形（图10和图11）。为在时域中获得可见的输出纹波，我们需要对这一高PSRR的DUT施加1V的输入纹波。此外，我们还要对波形进行平均处理，以消除随机噪声。根据最终波形，我们可以计算出500kHz时的PSRR为50.6dB，这与本文章中的原始PSRR曲线十分吻合。

  
PSRR@500kHz=50.6dB=20×log (322.0mV/951.7uV)